Convertisseur de tension économique. Circuits de convertisseurs de tension simples Pour le circuit "tachymètre numérique"

Lors de l'utilisation de varicaps dans des radios portables, une tension d'alimentation augmentée jusqu'à 20 est parfois nécessaire pour alimenter les varicaps. Les convertisseurs de tension sont souvent utilisés sur les transformateurs élévateurs, dont la fabrication demande beaucoup de main d'œuvre et peuvent également devenir une source d'interférences. Le circuit convertisseur de tension représenté sur la figure est dépourvu de ces inconvénients puisqu'il n'utilise pas de transformateur élévateur.

Les éléments DD1.1 DD1.2 forment un générateur d'impulsions rectangulaires, les éléments DD1.3 DD1.4 sont utilisés comme éléments tampons. Dans le multiplicateur de tension, les diodes VD1-VD6 et C3-C7 C8 sont utilisées pour lisser la tension redressée, un stabilisateur de tension paramétrique est assemblé sur VT1-VT3 et R2, les jonctions d'émetteurs polarisées en inverse des transistors sont utilisées comme diodes Zener.

La configuration d'un convertisseur de tension n'est pas nécessaire, tous les transistors de la série KT316 KT312 KT315 conviendront comme VT1-VT3.

Littérature MRB1172

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Nous l'avons déjà examiné en détail. Examinons maintenant plusieurs circuits convertisseurs de tension simples utilisant la puce NE555. Les circuits de conversion de tension peuvent être utiles pour alimenter des circuits à faible courant, tels que des varicaps dans des circuits récepteurs, des détecteurs de métaux... ou des microcircuits pour lesquels l'alimentation principale du circuit est insuffisante.

Circuit de doublement de tension

Tension dépasse l'offre un circuit "charge-pompe" peut être créé avec 555 diodes et condensateurs comme représenté sur la le schéma suivant. Il y aura une issue fournir à propos de 50 mA.

Pour augmenter le courant de sortie, le circuit ci-dessous ajoute les transistors BC107 et BC117 à la sortie du microcircuit.

Multiplicateurs de tension

Circuit de triplement de tension

La tension est presque 3 fois la tension d'alimentation (de 12 V à 31 V). Le courant de sortie sera d'environ 50 mA.

A la sortie (broche 3) un signal d'une amplitude de 0,5V à 11V est généré.

Description du fonctionnement du circuit de multiplication

Lorsque la sortie est faible (0,5 V), le condensateur « a » se charge d'environ 11 V à travers la diode « a ».

Lorsque le niveau de sortie est élevé (11 V), le condensateur « a » est chargé (environ 11 V) à travers celui-ci, et un plus est ajouté à partir de la sortie. Le 22 V est fourni à la borne positive du condensateur « a », traverse la diode « b » et charge le condensateur « b » avec 21 V - 12 V = 9 V. Cela crée une tension de 21V à l'anode de la diode "c".

Quand de vyv. 3 passe au niveau bas, les condensateurs « b » et « c » seront chargés via les diodes « b » et « c ». Le condensateur "a" est chargé via la diode "a" et le condensateur "c" est chargé via la diode "c".

Quand de vyv. 3 passe au niveau haut, puis 22 V seront ajoutés à 9 V via le condensateur « c » pour charger le condensateur « d » à 31 V.

Circuit quadrupleur de tension

Le circuit fonctionne de manière similaire au précédent, un seul bras supplémentaire est ajouté (deux diodes et deux condensateurs en sortie du circuit).

Ainsi, la tension de sortie est de 41 V, avec un courant de 50 mA.

Matériel du site Web utilisé : talkelectronics.com

La dépendance de la capacité varicap \(C\) sur la tension inverse appliquée \(U_(rev)\) est approximativement déterminée par la relation :

\(C \approx \cfrac(K)( (\left(U_(arr) + \varphi_k \right))^n ) \),

\(K\) est une valeur constante dépendant des dimensions géométriques et des propriétés physiques de la transition (constante diélectrique du matériau),

\(\varphi_к\) - différence de potentiel de transition de contact égale à 0,8...0,09 V pour les varicaps en silicium et 0,35...0,45 pour ceux en germanium ;

\(n\) est un indicateur dépendant de la concentration d'impuretés dans la transition, c'est-à-dire sur la technologie de fabrication des diodes.

Dans les varicaps actuellement les plus courants \(n\)< 0,5. Большие значения встречаются в диодах, которые имеют повышенный коэффициент перекрытия по емкости.

Le circuit équivalent d'un varicap lorsqu'il fonctionne en mode polarisation inverse est illustré à la Fig. 3.6-52 (l'inductance des fils et la capacité du boîtier ne sont pas représentées dans le schéma).

Riz. 3.6-52. Circuit varicap équivalent

\(R_ш\) - résistance à la perte de la couche barrière,

\(R_п\) - résistance à la perte en série du matériau semi-conducteur et des contacts,

\(C_b\) - capacité barrière de la jonction.

Le facteur de qualité d'un varicap dépend de la résistance du matériau et de la résistance à la perte de la couche barrière (résistance aux fuites). Expression générale du facteur de qualité d'une varicap :

\(Q = \cfrac(\omega C R_ш)(\omega^2 C^2 R_п R_ш + 1) \)

En général, les valeurs de \(R_п\) et \(R_ш\) dépendent également de la fréquence du signal. Aux basses fréquences, les pertes prédominantes sont les pertes de transition, qui diminuent avec l'augmentation de la fréquence, c'est-à-dire Le facteur de qualité du varicap augmente. Aux hautes fréquences, les pertes dans le matériau semi-conducteur deviennent importantes et le facteur de qualité du varicap diminue. La fréquence à laquelle le facteur de qualité du varicap a sa valeur maximale :

\(f_0 = \cfrac(1)(2 \pi \sqrt(R_п R_ш))\)

Dans ce cas, l’expression du facteur de qualité maximum est :

\(Q_(max) = \cfrac(1)(2) \sqrt(\cfrac(R_w)(R_p))\)

En règle générale, les varicaps sont utilisés à des fréquences d'environ un ordre de grandeur supérieures à \(f_0\) .

Le facteur de qualité d'un varicap dépend de manière significative de la capacité de jonction, qui, à son tour, dépend de l'amplitude de la tension appliquée. De ce fait, avec une augmentation de cette tension, le facteur de qualité du varicap augmente. La limite supérieure de la tension de commande est la tension inverse maximale autorisée de la jonction, et la limite inférieure est déterminée par le moment où la jonction s'ouvre. Pour que la jonction reste constamment polarisée en inverse, la valeur minimale de la tension de commande dans le cas limite ne doit pas être inférieure à l'amplitude de la tension alternative du signal RF sur le circuit accordable. De plus, la tension de commande minimale admissible est déterminée par le degré de distorsion admissible sous la forme de la courbe de résonance du circuit. Si l'amplitude du signal est proportionnelle à la valeur de la tension de commande, la capacité moyenne du varicap ne sera pas égale à la capacité mesurée avec un petit signal, car la capacité changera davantage au cours d'un demi-cycle du signal RF. que sur l’autre (Fig. 3.6-53). Par conséquent, à mesure que l’amplitude du signal augmente, le circuit se désaccorde et son facteur de qualité diminue.

Riz. 3.6-53. Distorsion d'un signal fort à une faible tension de commande

Étant donné que, comme indiqué ci-dessus, le facteur de qualité du varicap augmente avec l'augmentation de la tension de commande, il est conseillé de choisir les valeurs de tension de commande les plus élevées possibles. Cependant, avec l'augmentation de la tension de commande, la pente de la caractéristique capacité-tension du varicap diminue, c'est-à-dire à des valeurs élevées de tensions de commande, une plus grande plage de modifications de la tension de commande est nécessaire pour couvrir une plage de fréquences donnée. Le coefficient de chevauchement de la plage de fréquences de fonctionnement est encore réduit en raison de la présence de la propre capacité de la bobine de boucle et d'autres condensateurs connectés en parallèle au circuit (pour le réglage, pour compenser la dispersion des paramètres du circuit, etc.).

Les circuits possibles pour connecter un varicap à un circuit (sans circuits de polarisation CC) sont illustrés sur la Fig. 3.6-54. Lorsqu'il est nécessaire d'assurer la couverture d'une plage de fréquences donnée avec la plage minimale possible de tensions de commande, un varicap est inclus dans le circuit selon le schéma de la Fig. 3.6-54a. Le coefficient de chevauchement requis de la plage de fréquences de fonctionnement est obtenu par un choix approprié de la capacité \(C_0\) et des capacités \(C_(min)\) et \(C_(max)\) du varicap, déterminées par le type de varicap et la plage de changement de la tension de commande sur celui-ci. Plus la valeur de \(C_0\) est petite, plus le chevauchement de fréquence peut être obtenu pour une plage donnée de tensions de commande (une diminution de \(C_0\) n'est généralement possible que jusqu'à une certaine limite, car dans ce cas, dans afin de maintenir la fréquence de résonance du circuit au même niveau, il est nécessaire de modifier l'inductance des données d'enroulement incluse dans le circuit, ce qui augmente sa propre capacité et affecte le facteur de qualité global du circuit).

Riz. 3.6-54. Schémas de connexion d'un varicap à un circuit

Dans certains cas, lors de l'utilisation de varicaps pour reconstruire des circuits, un facteur important est de garantir un facteur de qualité élevé des circuits sélectifs. Dans le même temps, pour réduire l'influence des pertes dans le varicap, la part de la capacité du varicap dans la capacité totale est artificiellement réduite en introduisant des condensateurs supplémentaires de capacité constante (\(C1\) sur la Fig. 3.6-54b) avec une faible pertes. Cependant, pour maintenir le même coefficient de chevauchement de fréquence, il est nécessaire d'élargir les limites de changement de la tension de commande du varicap et d'entrer dans la région des facteurs de qualité inférieurs du varicap lui-même, de sorte qu'une augmentation du facteur de qualité du varicap Le circuit n'est possible que pour certains rapports entre les capacités du varicap et les condensateurs supplémentaires. Le plus grand gain de facteur de qualité à l'extrémité inférieure de la plage de fréquences est obtenu en réduisant de toutes les manières possibles les valeurs de capacité des condensateurs du circuit.

Lors de la conception de circuits avec varicaps, il convient de garder à l'esprit qu'à mesure que la température ambiante change, la capacité (et le facteur de qualité) des varicaps change. Cela est dû aux changements dans la différence de potentiel de contact et dans la constante diélectrique du matériau semi-conducteur utilisé. Le changement de capacité se produit dans le sens d'une augmentation de la capacité totale avec l'augmentation de la température, c'est-à-dire le coefficient de température de la capacité varicap (\(\alpha_C\)) est positif et dépend de l'amplitude de la tension de commande appliquée.

La variation de la différence de potentiel de contact avec les changements de température est presque linéaire sur toute la plage de température de fonctionnement du varicap (diminue d'environ 2,3 mV avec une augmentation de la température de 1 °C). À de faibles valeurs de tensions de commande, la différence de potentiel de contact est assez importante par rapport à la tension de polarisation totale à la jonction, ce qui entraîne une modification significative de la capacité du varicap avec les fluctuations de température. À mesure que la tension de commande augmente, les changements de capacité deviennent moins importants. Pour les varicaps en silicium dans la plage de tension de commande 2...10 V, la valeur de \(\alpha_C\) est approximativement inversement proportionnelle à la valeur de la tension de commande.

Pour les tensions de commande supérieures à 15...20 V, la valeur de \(\alpha_C\) est presque indépendante de la tension appliquée et est déterminée par la dépendance en température de la constante diélectrique du matériau de jonction, qui reste constante sur toute la durée. plage de changements dans la tension de commande.

Étant donné que le changement de capacité d'un varicap sous l'influence de la température ambiante se produit en raison de deux facteurs indépendants, une meilleure compensation de température est obtenue si une compensation séparée pour les deux effets est fournie.

En fonction de la plage de tensions de commande sélectionnée et des exigences de précision de compensation \(\alpha_C\), divers éléments peuvent être introduits dans le circuit qui compensent l'effet de la température soit sur la variation de la différence de potentiel de contact, soit sur la modification de la constante diélectrique du matériau de transition semi-conducteur, ou en même temps autre. Des méthodes simples de compensation de température, lorsque des condensateurs avec un coefficient de température de capacité négatif sont inclus dans le circuit, ne peuvent être utilisées que dans des circuits avec de petites limites de modification des tensions de commande (pas plus de 1,5...2 fois).

Pour compenser les modifications de la différence de potentiel de contact, il suffit d'ajouter une source supplémentaire de tension de commande (tension de correction), en la connectant en série avec la source principale. Une telle tension de correction doit avoir la polarité opposée et ne doit pas dépendre de la valeur de la tension de commande principale, mais dépendre de la température au même titre que la valeur de la différence de potentiel de contact du varicap. La caractéristique requise peut être obtenue à partir d'une diode au silicium polarisée en direct. En figue. 3.6-55 montre un circuit qui compense les changements de température dans la différence de potentiel de contact d'un varicap en utilisant une diode au silicium à laquelle une tension de polarisation directe est appliquée.

Riz. 3.6-55. Circuit de compensation des changements de température dans la différence de potentiel de contact d'un varicap utilisant une diode polarisée en direct

Courant de polarisation de diode \(VD2\) dans le circuit de la Fig. 3,6-55 doit être choisi suffisamment élevé pour que l'influence du courant inverse varicap ne l'affecte pas (des valeurs de l'ordre de 50...100 mA peuvent être considérées comme tout à fait suffisantes pour la plupart des applications de ce circuit, elles fournissent un compensation jusqu'à 150 °C). La diode de compensation doit être à la même température que le varicap et la tension de commande doit être supérieure à la tension qui tombe aux bornes de la diode \(VD2\).

Pour compenser les changements de constante diélectrique du matériau de transition dus à la température, une résistance thermique avec un coefficient de température négatif est introduite dans le circuit d'alimentation du varicap. Un tel système de compensation est illustré à la Fig. 3.6-56. la variation de la résistance de la thermistance doit être telle qu'elle fournisse la variation de tension requise au potentiomètre de réglage. S'il est nécessaire d'introduire une compensation de température plus précise, les deux méthodes considérées sont utilisées.

Riz. 3.6-56. Circuit de compensation des changements de température de la constante diélectrique du matériau semi-conducteur de la jonction varicap à l'aide d'une thermistance

Une source supplémentaire d'instabilité de température est le courant inverse du varicap, qui pour les diodes au silicium à température ambiante normale est d'environ 0,01 μA. Elle augmente considérablement avec l'augmentation de la température. Pour fournir une tension de commande au varicap, ils peuvent être utilisés séquentiel(Fig. 3.6-57a) et parallèle(Fig. 3.6-57b) schème. L'influence du courant inverse n'est possible que dans le circuit de la Fig. 3.6-57b.

Riz. 3.6-57. Circuits série (a) et parallèle (b) pour fournir une tension de commande à un varicap

Un changement de température dans le courant inverse du varicap peut provoquer une modification de la chute de tension aux bornes de toute résistance connectée en série entre le varicap et l'alimentation, entraînant une modification de la tension de polarisation de la diode, une modification de sa capacité et un désaccord de le circuit. Ainsi, la présence du courant inverse varicap limite la résistance maximale admissible dans le circuit d'alimentation en tension de commande dans un circuit d'alimentation en parallèle. Par conséquent, pour alimenter les varicaps, des sources de tension de contrôle avec la résistance interne la plus faible possible doivent être utilisées (des valeurs de l'ordre de 1...10 kOhm sont considérées comme acceptables), et des selfs RF doivent être utilisées pour découpler les circuits de puissance au lieu des séries. résistances.

Comme déjà noté, un circuit accordable par un varicap, à de petites valeurs de la tension de commande et à des niveaux élevés du signal reçu, présente des inconvénients, qui s'expriment par la modification de la capacité de la diode en fonction du changement de la tension alternative. et dans le décalage de la valeur moyenne de la capacité dû au fait que les alternances positives et négatives provoquent des changements différents dans la valeur instantanée de la capacité. En raison du changement de la valeur instantanée de la capacité, la tension alternative RF est fortement déformée. De plus, en raison des changements dans la valeur moyenne de la capacité, la stabilité du réglage du circuit se détériore. Les effets non linéaires dans un circuit varicap commencent à partir du moment où la tension alternative appliquée atteint environ 1/3 de la tension de commande continue.

Les caractéristiques d'un circuit avec un varicap peuvent être considérablement améliorées en utilisant deux varicaps connectés pour le courant alternatif en série en antiphase et pour le courant continu en parallèle (Fig. 3.6-58). Dans ce cas, chaque varicap ne représente que la moitié de la valeur de la tension alternative totale du signal, c'est-à-dire le rapport des tensions CC et CA sur le varicap est doublé et grâce à la connexion antiphase, des changements mineurs et de direction opposée dans la capacité instantanée se compensent mutuellement (c'est-à-dire que la valeur instantanée de la capacité totale du circuit reste pratiquement constante).

Riz. 3.6-58. Connexion dos à dos des varicaps, compensant les distorsions non linéaires du signal RF dans le circuit

Il est évident que ceux utilisés dans le circuit de la Fig. Les varicaps 3,6 à 58 devraient avoir les caractéristiques capacité-tension les plus similaires. Pour être utilisés dans de tels cas, des varicaps sont produits spécialement sélectionnés par paires (trois, quatre, etc.), ainsi que des matrices varicap, dans lesquelles plusieurs varicaps ayant les mêmes caractéristiques sont assemblées dans un seul boîtier. En plus de la contre-connexion dans un circuit, de tels dispositifs sont utilisés lorsqu'il est nécessaire d'assurer un contrôle identique de plusieurs circuits conjugués.

En plus des méthodes décrites ci-dessus pour utiliser des varicaps pour régler les circuits résonants, ces diodes peuvent également être utilisées pour d'autres ajustements effectués en modifiant la capacité. Un exemple est l'utilisation de varicaps pour réguler la bande passante d'un chemin de fréquence intermédiaire. Une telle régulation peut être réalisée soit en modifiant mécaniquement la connexion entre les circuits, soit en commutant les capacités de communication. Pour réguler la bande passante à l'aide de varicaps, ils peuvent être inclus comme capacité de couplage entre deux circuits de filtre passe-bande (Fig. 3.6‑59).

Riz. 3.6-59. Utiliser un varicap pour ajuster la bande passante d'un filtre passe-bande

Dans un tel circuit, lorsque la tension de commande sur le varicap change, la bande passante du filtre peut changer de 2 à 3 fois. Cependant, parallèlement à une modification de la bande passante, un certain décalage de la fréquence moyenne se produira également lorsque la tension de commande change. Cet inconvénient peut être réduit en utilisant davantage de varicaps. En figue. 3.6-60 montre un diagramme avec deux varicaps. Ici, le varicap \(VD2\) fournit un changement de bande passante en modifiant la connexion entre les circuits, et le décalage indésirable qui en résulte de la fréquence moyenne vers les fréquences plus basses est compensé en restructurant le premier circuit avec le varicap \(VD1\). L'expansion de la bande passante dans un tel circuit est supérieure à celle d'un circuit avec une diode aux mêmes tensions de commande, et le décalage de la fréquence d'accord moyenne est beaucoup plus petit.

Riz. 3,6-60. Ajustement de la bande passante d'un filtre passe-bande à l'aide de deux varicaps

Pour une compensation encore plus précise de la dérive des moyennes fréquences, trois varicaps peuvent être utilisés, c'est-à-dire de la même manière que \(VD1\) dans le premier circuit, incluez un varicap dans le deuxième circuit.

Malheureusement, lorsqu'un signal RF traverse un varicap connecté en série, sa forme est considérablement déformée. Par conséquent, les systèmes de haute qualité utilisent généralement des circuits de filtrage accordables plus complexes, dans lesquels plusieurs varicaps connectés en contre-phase et en anti-phase assurent un contrôle conjugué de plusieurs circuits.

L'utilisation de varicaps dans les radios portables oblige à utiliser des convertisseurs de tension pour les alimenter, augmentant la tension des sources d'alimentation à environ 20 V. De tels convertisseurs utilisent souvent des transformateurs élévateurs, dont la fabrication demande beaucoup de main d'œuvre. Leurs champs magnétiques peuvent provoquer des interférences, notamment dans les petites radios.

Le convertisseur assemblé selon le circuit de la Fig. ne présente pas ces inconvénients. 95, a. Il ne contient pas de pièces de bobinage et ne nécessite pratiquement aucun réglage. Les éléments DD1.1 et DD1.2 forment un générateur d'impulsions rectangulaires, les éléments DD1.3 et DD1.4 sont utilisés comme éléments tampons. Le multiplicateur de tension utilise des diodes VD1-VD6, des condensateurs SZ-C7, le condensateur C8 sert à lisser la tension redressée, et un stabilisateur de tension paramétrique est assemblé sur les transistors VT1-VT3 et la résistance R2. Ici, comme diodes Zener, des jonctions d'émetteurs polarisées en inverse de transistors sont utilisées, dans lesquelles le mode de stabilisation commence déjà à un courant de 5 ... 10 μA.

Riz. 95. Schéma (a) et circuit imprimé d'un convertisseur de tension pour alimenter les varicaps (b)

Toutes les pièces du convertisseur peuvent être montées sur un circuit imprimé mesurant 30X40 mm (Fig. 95, b). La configuration du convertisseur n'est pas nécessaire ; si nécessaire, la tension de sortie peut être modifiée en sélectionnant les transistors VT1—VTZ ; les transistors KT316, KT312, KT315 avec n'importe quel indice de lettre conviennent à ces fins.

Examinons les brèves caractéristiques du schéma de convertisseur assemblé à l'aide de ce circuit. Lorsque la tension d'alimentation passe de 6,5 à 9 V, la consommation de courant augmente de 0,8 à 2,2 mA et la tension de sortie n'augmente pas de plus de 8 ... 10 mV.

Si nécessaire, la tension de sortie du convertisseur peut être augmentée en augmentant les sections du multiplicateur de tension et le nombre de transistors dans le stabilisateur paramétrique.

Littérature : I. A. Nechaev, Mass Radio Library (MRB), numéro 1172, 1992.

Convertisseur tension avec stockage d'énergie inductif, qui vous permet de maintenir une tension régulée stable à la sortie, est illustré à la Fig. 4.13.

Riz. 4.13. Circuit convertisseur de tension avec stabilisation

Le circuit contient un générateur d'impulsions, un amplificateur de puissance à deux étages, un dispositif de stockage d'énergie inductif, un redresseur, un filtre et un circuit de stabilisation de tension de sortie. La résistance R6 définit la tension de sortie requise dans la plage de 30 à 200 V.

Analogues de transistors : VS237V-KT342A, KT3102 ; VS307V-KT3107I ; BF459-KT940A.

Deux options - les convertisseurs de tension abaisseurs et inverseurs sont présentées sur la Fig. 4.14. Le premier d'entre eux fournit une tension de sortie de 8,4 V à un courant de charge allant jusqu'à 300 mA, le second permet d'obtenir une tension de polarité négative (-19,4 V) au même courant de charge. Le transistor de sortie VT3 doit être installé sur le radiateur.

Analogues de transistors : 2N2222-KT3117A ; 2N4903-KT814.

Le convertisseur de tension (Fig. 4.12) permet d'obtenir une tension stabilisée de 30 V en sortie. Une tension de cette ampleur est utilisée pour alimenter les varicaps, ainsi que les indicateurs fluorescents sous vide.

Riz. 4.12. Circuit convertisseur de tension avec une tension de sortie stabilisée de 30 V

Sur une puce DA1 de type KR1006VI1, un oscillateur maître est assemblé selon le circuit habituel, produisant des impulsions rectangulaires d'une fréquence d'environ 40 kHz. Un interrupteur à transistor VT1 est connecté à la sortie du générateur, qui commute l'inductance L1. L'amplitude des impulsions lors de la commutation de la bobine dépend de la qualité de sa fabrication. Dans tous les cas, la tension atteint des dizaines de volts. La tension de sortie est redressée par la diode VD1. Un filtre RC en forme de U et une diode Zener VD2 sont connectés à la sortie du redresseur. La tension à la sortie du stabilisateur est entièrement déterminée par le type de diode Zener utilisé. En tant que diode Zener « haute tension », vous pouvez utiliser une chaîne de diodes Zener ayant une tension de stabilisation inférieure.

Un convertisseur de tension stabilisé abaisseur, utilisant le microcircuit KR1006VI1 (DA1) comme oscillateur maître et doté d'une protection contre le courant de charge, est illustré à la Fig. 4.15. La tension de sortie est de 10 V pour un courant de charge allant jusqu'à 100 mA. Lorsque la résistance de charge change

Riz. 4.14. Circuits de convertisseurs de tension stabilisés

Riz. 4.15. Circuit convertisseur abaisseur de tension

Pour chaque 1 %, la tension de sortie du convertisseur ne change pas de plus de 0,5 %.

Analogues de transistors : 2N1613 - KT630G, 2N2905 - KT3107E, KT814.